本发明公开了一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制系统,包括以下模块:转矩计算、磁通计算、电压解耦、比例-积分-谐振PIR控制器模块、旋转变换、2/3变换、SPWM调制、ω
1.一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制系统,包括以下模块:转矩计算模块、磁通计算模块、电压解耦模块、比例-积分-谐振PIR控制模块、旋转变换模块、2/3变换模块、SPWM调制模块、ω^st模块、积分模块、旋转变换模块、3/2变换模块、转速传感器模块、若干求差模块、求和模块,其中转矩计算模块、磁通计算模块分别通过电压解耦模块连接到求差模块,再通过旋转变换模块、2/3变换模块连接到SPWM调制模块,SPWM调制模块通过3/2变换模块、旋转变换模块送入到与转矩计算模块、磁通计算模块求差模块,SPWM调制模块另一路通过IM模块连接转速传感器模块,再与转矩计算模块、磁通计算模块经过ω^st模块后求和再通过积分模块,送入旋转变换模块,其特征在于:所述旋转变换模块送入到与转矩计算模块、磁通计算模块求差模块之后分别经过一个PIR控制器,再与电压解耦后的输出求差。技术领域
本发明涉及电力牵引传动领域,尤其涉及一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制系统。
背景技术
高速列车电力牵引交流传动系统主要由受电弓、主断路器、牵引变压器、牵引变流器(四象限脉冲整流器、牵引逆变器)、三相交流牵引电动机、齿轮箱等组成。其中有3个主要环节:网侧的四象限脉冲整流器实现列车与牵引网的能量交换,牵引逆变器提供牵引电机所需的变压变频电源,交流牵引电机和机械传动部分实现机电能量转换。在图1的牵引变流器电路结构中,由于采用了单相桥式四象限整流器供电,从而会使直流侧电压含有两倍工频的二次脉动成分,进而对后续的牵引逆变器产生影响。对于牵引逆变器,其输出线(相)电压为直流电压与开关信号的函数,当直流电压存在二次脉动时,该脉动电压会影响逆变器的输出电压,最终产生与基波频率和脉动频率有关的谐波。这些谐波电压会导致电机电流中存在同频率的谐波电流分量,并进一步对电机转矩的控制性能造成不利影响,产生转矩脉动,易引起电机运行中的不稳定。当电机定子电压频率与直流二次脉动频率相等时,由于电机的直流阻抗很小,电机电流中会包含很大的直流分量,产生严重的发热,从而产生安全隐患。在牵引传动系统中,可以在中间直流环节设置由电感和电容组成的二次滤波装置抑制直流电压脉动,但考虑其体积、重量及经济上的缺陷,国内外已经开始研究未设置中间环节二次滤波装置时,抑制直流脉动对电机不良影响的方法。由于牵引逆变器输出电压与直流电压和开关信号有关,故可根据直流电压的变化,对开关信号进行修正。而这种修正主要是从修正调制波的幅值或频率的角度考虑的。例如,文献“JIA-YOUxa0LEE,YORK-YINxa0SUN.Adaptivexa0harmonicxa0controlxa0inxa0PWMxa0Invertersxa0withxa0Fluctuatingxa0inputxa0voltage.IEEExa0Trans.Industrialxa0Electronics.1986,NO1,92-98”中提出:在逆变器输出电压可调阶段,根据和直流侧电压变化成反比例的关系调节参考电压幅值,保证输出波形的正弦性,但依据其控制原理,当逆变器PWM调制载波比较小时,抑制效果不明显;文献“Hong-seokxa0song,Kwangheexa0Narn.Dualxa0currentxa0controlxa0schemexa0forxa0PWMxa0converterxa0underxa0unbalancedxa0inputxa0voltagexa0conditions[J].IEEExa0Transxa0Indxa0ElectroniCS,1999,46(5):953-959”中提出:在电机方波工况时,需要在原有频率信号指令的基础上增加一个修正频率的控制器,使得输出至逆变器的频率指令中不含二次脉动的频率信号,进而抑制由于直流环节电压脉动导致的逆变器输出电压相关谐波。这两种方法都需要实时采样直流环节电压引入控制过程,采样频率及精度直接影响控制效果,如何确定其直流分量值也需要考虑,这增加了控制过程的复杂度。
发明内容
本发明解决的技术问题在于如何简单有效抑制直流环节中的二次脉动引起的电机电流谐波和转矩脉动。为了解决以上问题,本发明公开了一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制系统,包括以下模块:转矩计算模块、磁通计算模块、电压解耦模块、比例-积分-谐振PIR控制模块、旋转变换模块、2/3变换模块、SPWM调制模块、ω_st模块、积分模块、旋转变换模块、3/2变换模块、转速传感器模块、若干求差模块、求和模块,其中转矩计算模块、磁通计算模块分别通过电压解耦模块连接到求差模块,再通过旋转变换模块、2/3变换模块连接到SPWM调制模块,SPWM调制模块通过3/2变换模块、旋转变换模块送入到与转矩计算模块、磁通计算模块求差模块,SPWM调制模块另一路通过IM模块连接转速传感器模块,再与转矩计算模块、磁通计算模块经过ω_st模块后求和再通过积分模块,送入旋转变换模块,所述旋转变换模块送入到与转矩计算模块、磁通计算模块求差模块之后分别经过一个PIR控制器,再与电压解耦后的输出求差。通过在传统的矢量控制策略中,对励磁电流、转矩电流的误差跟踪器进行改进,增加谐振环节,即将一般使用的比例-积分PI调节器改进为比例-积分-谐振PIR调节器,达到抑制直流环节二次脉动所导致的谐波的目的。
附图说明
当结合附图考虑时,通过参照下面的详细描述,能够更完整更好地理解本发明以及容易得知其中许多伴随的优点,但此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解,构成本发明的一部分,本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明,并不构成对本发明的不当限定,其中:图1是高速列车牵引传动系统主电路结构图;图2是牵引电机基频以下矢量控制的控制框图;图3是本发明中励磁电流i_d控制环的传递函数框图;图4是本发明中转矩电流i_q控制环的传递函数框图;图5是本发明中励磁电流i_d控制环传递函数的频率响应图;图6是本发明中励磁电流i_d控制环扰动抑制的频率响应图;图7是本发明中转矩电流i_q控制环扰动抑制的频率响应图;图8是本发明中转速控制环扰动抑制的频率响应图。
具体实施方式
以下参照图1-8对本发明的实施例进行说明。为使上述目的、特征和优点能够更加明显易懂,下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。如图2所示,一种高速列车直流侧二次脉动引起的转矩脉动抑制系统,包括以下模块:转矩计算模块1、磁通计算模块2、电压解耦模块3、比例-积分-谐振PIR控制模块(11,12)、旋转变换模块5、2/3变换模块6、SPWM调制模块7、ω_st模块13、积分模块15、旋转变换模块16、3/2变换模块17、IM模块19、转速传感器模块18、求差模块(4,8,9,10)、求和模块(14),其中转矩计算模块1、磁通计算模块2分别通过电压解耦模块3连接到求差(4,8)模块,再通过旋转变换模块5、2/3变换模块6连接到SPWM调制模块7,SPWM调制模块7通过3/2变换模块17、旋转变换模块16送入到与转矩计算模块1、磁通计算模块2求差模块(9,10),SPWM调制模块7另一路通过IM模块19连接转速传感器模块18,再与转矩计算模块1、磁通计算模2块经过ω_st模块13后求和14再通过积分模块15,送入旋转变换模块16,所述旋转变换模块16送入到与转矩计算模块1、磁通计算模块2求差模块(9,10)之后分别经过一个PIR控制器(11,12),再与电压解耦3后的输出求差4。本发明从实现对励磁电流、转矩电流指令的无静差跟踪着手,通过增加在励磁电流、转矩电流的谐波频率处发生谐振的谐振环节改进其误差跟踪器,来实现电机输出转矩脉动的抑制目的。以单相四象限变流器作为输入整流器,得到的中间直流环节电压除直流分量外,还有谐波成分,其以二倍于网频的谐波为主。u_d(t)=U_dc+U_accos(2ω_mt+γ)+u_dnxa0xa0xa0xa0(1)在一个三相电压源型逆变器的自然采样PWM过程中,其三相正弦参考信号时间上一次偏移120°,即: u an * = Mu d cos ω o t - - - ( 2 ) ]]> u bn * = Mu d cos ( ω o t - 2 π 3 ) - - - ( 3 ) ]]> u cn * = Mu d cos ( ω o t + 2 π 3 ) - - - ( 4 ) ]]> 通过对PWM脉冲进行双边傅里叶分析可以得到双边沿自然采样PWM的谐波解析表达式,对a、b、c三相桥臂分别设置初相角为0、 - 2 π 3 , + 2 π 3 , ]]>即得: u an ( t ) = u d + Mu d cos ω o t + 4 u d π Σ m = 1 ∞ Σ n = - ∞ ∞ 1 m J n ( m - π 2 M ) sin [ ( m + n ) π 2 ] cos ( m ω c t + n ω o t ) - - - ( 5 ) ]]> u an ( t ) = 3 M u d cos ( ω o t + π 6 ) ]]> + 8 u d π Σ m = 1 ∞ Σ n = - ∞ ∞ 1 m J n ( m - π 2 M ) sin [ ( m + n ) π 2 ] sin n π 3 cos [ m ω o t + n ( ω o t - π 3 ) + π 2 ] - - - ( 6 ) ]]> 忽略式(1)中高次谐波,将式(1)代入其中得逆变器输出线电压为: u ab ( t ) = 3 M U dc cos ( ω o t + θ ) + 3 2 M U ac cos [ ( 2 ω m - ω o ) t + γ - θ ] + 3 2 M U ac cos [ ( 2 ω m + ω o ) t + γ + θ ] - - - ( 7 ) ]]> u bc ( t ) = 3 MU dc cos ( ω o t + θ - 2 π 3 ) + 3 2 MU ac cos [ ( 2 ω m - ω o ) t + γ - θ + 2 π 3 ] ]]> + 3 2 MU ac cos [ ( 2 ω m + ω o ) t + γ + θ - 2 π 3 ] - - - ( 8 ) ]]> u ac ( t ) = 3 MU dc cos ( ω o t + θ + 2 π 3 ) + 3 2 MU ac cos [ ( 2 ω m - ω o ) t + γ - θ - 2 π 3 ] ]]> + 3 2 MU ac cos [ ( 2 ω m + ω o ) t + γ + θ + 2 π 3 ] - - - ( 9 ) ]]> 可见,当直流环节存在二次脉动时,逆变器输出的交流电压不仅含有所需频率ω_o的电压部分,还含有(2ω_m±ω_o)两个频率的谐波电压。当供给电机的电压中包含有频率为(2ω_m±ω_o)的低次谐波时,其产生的电流中也会有同样频率的低次谐波,根据相电压的表达式可假设基波电流的表达式为: ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="694"/> 其低次谐波电流的表达式分别为: ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="700"/> 其中ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="47"/>为基波功率因数角,k₁,k₂分别为低次谐波电流幅值与基波电流幅值的比。将电机三相电流进行坐标变换可得: i d i q i o = 2 3 cos θ cos ( θ - 2 π 3 ) cos ( θ + 2 π 3 ) sin θ sin ( θ - 2 π 3 ) sin ( θ + 2 π 3 ) 1 2 1 2 1 2 i a i b i c ]]> = 2 3 cos θ cos ( θ - 2 π 3 ) cos ( θ + 2 π 3 ) sin θ sin ( θ - 2 π 3 ) sin ( θ + 2 π 3 ) 1 2 1 2 1 2 i ai + i ah 1 + i ah 2 i bi + i bh 1 + i bh 2 i ci + i ch 1 + i ch 2 - - - ( 13 ) ]]> 将式(10)、(11)、(12)及θ=ω_ot代入(13)可得: ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="700"/> ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="700"/> 从式(14)、(15)可以看出三相交流电流经过坐标变换,在d轴电流和q轴电流中会出现2ω_m次谐波,即含有二次脉动电压同频率的电流分量。由电机同步旋转坐标系的模型可知,电机的转矩表达式又为: T e = n p L m 2 L r i sq i sd - - - ( 16 ) ]]> 将式(14)、(15)代入(16)得 ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="700"/> 其中,ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="700"/> ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="700"/> ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="404"/> tan β = k 1 + k 2 k 1 - k 2 . ]]> 从电机瞬时转矩公式中可看出,由于直流侧二次脉动电压的存在,导致电机输出转矩中含有二次及四次的脉动转矩。可以推想,若要控制逆变器开关函数使电机转矩脉动减小,只要控制i_d、i_q无静差跟踪其指令,当励磁电流、转矩电流中都不含有二倍于网频的谐波时,电机转矩低次脉动自然可被消除。本发明基于以上分析,从滤除d、q轴电流中因直流环节脉动引起的谐波入手,考虑在励磁电流i_d和转矩电流i_q的PI跟踪器并接谐振频率为2ω_m的谐振环节,即图2中i_d、i_q控制环中的PI调节器改进为PIR调节器,若i_q控制环外存在转速控制环,即i_q的指令由转速外环给出,则同时将转速环的PI调节器改进为PIR调节器。改进后的牵引电机矢量控制中i_d、i_q控制环传递函数分析框图如图3、图4所示,逆变器PWM调制过程的传递函数可由比例惯性环节 G PWM ( s ) = k PWM 1 + T d s - - - ( 18 ) ]]> 简化表示,由中间直流环节电压脉动引入的正弦性质扰动由 N ( s ) = Σ i = 1 n k i sin n ω r t - - - ( 19 ) ]]> 表示。针对图3中i_d控制环的传递函数进行分析,以i_d^*为输入、i_d为输出的系统频率响应如图5所示,在频率100Hz(二倍网频)处发生谐振,增益理论幅值为无穷大。进一步,对系统的跟踪效果进行分析,其抑制扰动的误差传递函数为: Φ eN ( s ) = E ( s ) N ( s ) - 1 R + Ls + ( k p + k i s + k r s s 2 + n 2 ω r 2 ) × k PWM 1 + T d s - - - ( 20 ) ]]> 该传递函数的频率响应如图6所示,可见在频率100Hz(二倍网频)处,增益极小,对由直流环节电压脉动代入的正弦性质交流扰动的抑制效果很好。同样地,如图4、图6,对i_q控制环中i_q的跟踪效果进行分析,得到其抑制扰动的频率响应如图7所示,对i_q中100Hz的扰动有很好的抑制效果,即在扰动存在时,i_q仍可以无静差跟踪给定的指令值。当i_q指令由转速环给定时,则需同时考虑转速环误差对扰动的传递函数,即在扰动存在时,电机转速对给定指令是否能达到无静差跟踪,其传递函数的频率响应如图8所示,对于转速中存在的100Hz(二倍网频)谐波,控制系统的谐波抑制效果也很好。如上所述,对本发明的实施例进行了详细地说明,但是只要实质上没有脱离本发明的发明点及效果可以有很多的变形,这对本领域的技术人员来说是显而易见的。因此,这样的变形例也全部包含在本发明的保护范围之内。